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在高频电路中，串音可能是最难理解和预测的，但是，它可以被控制甚至被消除掉。随着切换速度的加快，现代数字系统遇到了一系列难题，例如：信号反射、延迟衰落、串音、和电磁兼容失效等等。当集成电路的切换时间下降到5纳秒或4纳秒或更低时，PCB电路板本身的固有特性开。 1、串音由何引起？当信号沿着PCB的布线传播时，其电磁波也沿着布线传播，从集成电路芯片一端传到线的另一端。在传播过程中，由于电磁感应，电磁波引起了瞬变的电压和电流。电磁波包括随时间变化的电场和磁场。在PCB中，实际上，电磁场并不限制在各种布线内，有相当一部分的电磁场能量存在于布线之外。所以，如果附近有其它线路，当信号沿一根导线传播时，其电场和磁场将会影响到其它线路。根据麦克斯韦尔方程，时变电及磁场会使邻近导产生电压和电流，因此，信号传播过程中伴随的电磁场将会使邻近线路产生信号，这样，就导致了串音。在PCB中，引起串音的线路通常称为“侵入者”。受串音干扰的线路通常称为“受害者”。在任何“受害者”中的串音信号都可被分为前向串音信号和後向串音信号，这两种信号部分地由于电容耦合和电感耦合引起。串音信号的数学描述是非常复杂的，但是，如同湖面上的高速快艇，前向和後向串音信号的某些量化特徵还是能被人们所理解。高速快艇对水产生两种影响。首先，快艇在船头激起浪花，弧形的涟漪好像随着快艇一起前进；其次，当快艇行驶一段时间後，会在身後留下长长的水迹。这很类似于信号通过“侵入者”时，“受害者”的反应。“受害者”中有两种串音信号：位于侵入信号之前的前向信号，像船头的水和涟漪；落後于侵入信号的後向信号，像船开远後仍在湖中的水迹。 2、前向串音的电容特性前向串音表现为两种相互关联的特性：容性和感性。“侵入”信号前进时，在“受害者”中产生与之同相的电压信号，这个信号的速度与“侵入”信号相同，但又始终位于“侵入”信号之前。这意味着串音信号不会提前传播，而是和“侵入”信号同速并耦合入更多的能量。由于“侵入”信号的变化引起串音信号，所以前向串音脉冲不是单极性的，而是具有正负两个极性。脉冲持续时间等于“侵入”信号的切换时间。导线间的耦合电容决定了前向串音脉冲的幅值，而耦合电容是由许多因素决定的，例如PCB的材料，几何尺寸，线路交叉位置等等。幅值和平行线路间的距离成比例：距离越长，串音脉冲就越大。然而，串音脉冲幅值有一个上限，因为“侵入”信号渐渐地失去了能量，而“受害者”又反过来耦合回“侵入者”。前向串音的电感特性当“侵入”信号传播时，它的时变磁场同样会产生串音：具有电感特性的前向串音。但是感性串音和容性串音明显不同：前向感性串音的极性和前向容性串音的极性相反。这因为在前进方向，串音的容性部分和感性部分在竞争，在相互抵消。实际上，当前向容性和感性串音相等时，就不存在前向串音。在许多设备中，前向串音相当小，而後向串音成了主要问题，尤其对于长条形电路板，因为电容耦合增强了。但是，在没有仿真的前提下，实际无法知道感性和容性串音抵消到何种程度。如果你测到了前向串音，你就可以根据其极性判别你的走线是容性耦合还是感性耦合。如果串音极性和“侵入”信号相同，容性耦合占主要地位，反之，感性耦合占主要地位。在PCB中，通常是感性耦合更强些。後向串音发生的物理理和前向串音相同：“侵入”信号的时变电场和磁场引起“受害者”中的感性和容性信号。但是这两者之间也有所不同。最大的不同是後向串音信号的持续时间。因为前向串音和“侵入”信号的传播方向及速度相同，所以前向串音的持续时间和“侵入”信号等长。但是，後向串音和“侵入”信号反方向传播，它滞後于“侵入”信号，并引起一长串脉冲。与前向串音不同，後向串音脉冲的幅值与线路长度无关，其脉冲持续期是“侵入”信号延迟时间的两倍。为什麽呢？假设你从信号出发点观察後向串音，当“侵入”信号远离出发点时，它仍在产生後向脉冲，直到另一个延迟信号出现。这样，後向串音脉冲的整个持续时间就是“侵入”信号延迟时间的两倍。 3、後向串音的反射你可能不关心驱动芯片和接收芯片的串音干扰。然而，你为什麽要关心後向脉冲呢？因为驱动芯片一般是低阻输出，它反射的串音信号多于吸收的串音信号。当後向串音信号到达“受害者”的驱动芯片时，它会反射到接收芯片。因为驱动芯片的输出电阻一般低于导线本身，常常引起串音信号的反射。与前向串音信号具有感性和容性两种特性不同，後向串音信号只有一个极性，所以後向串音信号就不能自我抵消。後向串音信号及其反射之後的串音信号的极性和“侵入”信号相同，其幅值是两部分之和。切记，当你在“受害者”的接收端测到後向串音脉冲时，这个串音信号已经经过了“受害者”驱动芯片的反射。你可以观察到後向串音信号的极性和“侵入”信号相反。在数字设计时，你常常关心一些量化指标，例如：不管串音是如何产生，何时产生，前向还是後向的，它的最大噪声容限为150mV。那麽，存在简单的能够精确衡量噪声的方法吗？简单的回答是“没有”，因为电磁场效应太复杂了，涉及到一系列方程，电路板的拓扑结构，芯片的模拟特性等等。 4、串音消除从实践观点出发，最重要的问题是如何去除串音。当串音会影响电路特性时，你该怎麽办？你可以采取以下两种策略。一种方法是改变一个或多个影响耦合的几何参量，例如：线路长度、线路之间的距离、电路板的分层位置。另一种方法是利用终端，将单线改成多路耦合线。合理的设计，多线终端能够取消大部分串音。 5、线路长度很多设计者认为缩短线路长度是降低串音的关键。事实上，几乎所有电路设计软件都提供了最大并行线路的长度控制功能。不幸的是，仅改变几何数值，是很难降低串音的。因为前向串音受耦合长度影响，所以当你缩短没有耦合关系的线路长度时，串音几乎没有减少。再者，如果耦合长度超过驱动芯片下降或上升时延，耦合长度和前向串音的线性关系会到达一个饱和值，这时，缩短已经很长的耦合线路对减少串音影响甚小。一个合理的方法是扩大耦合线路间的距离。几乎在所有情况下，分离耦合线路能够大大降低串音干扰。实践证明，後向串音幅值大致和耦合线路间的距离的平方成反比，即：如果你将这个距离增加一倍，串音降低四分之叁。当後向串音占主要地位时，这个效果更加明显。 6、隔离难度要增大耦合线路间的距离并不是很容易的。如果你的布线非常密，你必须花很多精力才能降低布线密度。如果你担心串音干扰，你可以增加一或二个隔离层。如果你必须扩大线路或网络间的距离，那麽你最好拥有一个便于操作的软件。线路宽度和厚度同样影响串音干扰，但是其影响远小于线路的距离因素。所以，一般很少调整这两个参量。因为电路板的绝缘材料存在介电常数，也会产生线路间的耦合电容，所以降低介电常数也可减少串音干扰。这个效果并不很明显，特别是微带电路　　部分介电质已经是空气了。更重要的是，改变介电常数并不那麽容易，特别是在昂贵的设备中。一个变通的办法是采用较贵的材料，而不是FR-4。介电质厚度，很大长度上影响了串音干扰。一般的，使布线层靠近电源层（Vcc或地），能够降低串音干扰。改善效果的精确数值需要通过仿真来确定。 7、分层因素一些PCB设计者仍然不注意分层方法，这在高速电路设计中是个重大失误。分层不但影响传输线的性能，例如：阻抗、延迟和耦合，而且电路工作易于失常，甚至改变。例如，通过减少5mil的介电质厚度来降低串音干扰，这是不可以的，虽然在成本和工艺上都能做到。另外一个容易忽略的因素是层的选择。很多时候，前向串音是微带电路中的主要串音干扰。但是，如果设计合理，布线层位于两个电源层之间，这样就很好地平衡了容性耦合和感性耦合，具有较低幅值的後向串音便成为主要因素。所以，仿真时你必须注意，是哪种串音干扰占主要地位。布线和芯片的位置关系对串音也有影响。因为後向串音到达接收芯片後反射到驱动芯片，所以驱动芯片的位置和性能是非常重要的。因为拓扑结构的复杂性，反射及其它因素，所以很难解释串音主要受谁影响。如果有多种拓扑结构供选择，最好通过仿真来确定哪种结构对串音影响最小。一个可能减少串音的非几何因素是驱动芯片本身的技术指标。一般原则是，选择切换时间长的驱动芯片，以减少串音干扰（解决很多其它由于高速引起的问题也如此）。即使串音不严格地和切换时间成正比，降低切换时间仍然会产生重大影响。许多时候，你对驱动芯片技术无法选择，你只能改变几何参量来达到目的。通过终端降低串音众所周知，一根独立、无耦合传输线的终端连接匹配阻抗，它就不会产生反射。现在考虑一系列耦合的传输线，例如，叁根互相有串音的传输线，或一对耦合传输线。如果利用电路分析软件，可以导出一对矩阵，分别表示传输线本身和相互间的电容和电感。例如，叁根传输线可能有下列的C和L矩阵：在这些矩阵中，对角线元素是传输线自身值，非对角线元素是传输线相互间的值。（注意它们是用每单位长度的pF和nH来表示的）。可以用精良的电磁场测试仪来确定这些值。可以看出，每一组传输线也有一个特徵阻抗矩阵。在这个Z0矩阵中，对角线元素表示传输线对地线的阻抗值，非对角线元素是传输线耦合值。对于一组传输线，与单根传输线类似，如果终端是与Z0匹配的阻抗阵，它的矩阵几乎是相同的。所需的阻抗不必是Z0中的值，只要组成的阻抗网络与Z0匹配就行。阻抗阵中不仅包括传输线对地的阻抗，而且包括传输线之间的阻抗。这样的一个阻抗阵具有良好的性质。首先它可以阻止非耦合线中串音的反射。更重要的是，它可以消除已经形成的串音。 8、致命武器可惜的是，这样一个终端是昂贵的，而且是不可能理想实现的，因为一些传输线之间的耦合阻抗太小了，会导致大电流流入驱动芯片。传输线和地之间的阻抗也不能太大以致于不能驱动芯片。如果存在这些问题，而你还打算利用这类终端，加几个交流耦合电容试试看。尽管实现中存在一些困难，阻抗阵列终端仍是对付信号反射和串音的致命武器，特别对于恶劣情况。在其它环境下，它可能起作用，也可能不起作用，但仍不失为一种值得推荐的方法。

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